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1引言

開關(guān)變換器具有功率轉(zhuǎn)換效率高、功率密度大和重量輕等明顯優(yōu)點而得到了廣泛應(yīng)用[1]。目前，越來越多的應(yīng)用場合要求開關(guān)變換器具有快速地動態(tài)響應(yīng)速度，以使電氣設(shè)備負載快速變化時，保持輸出電壓恒定或快速恢復(fù)穩(wěn)態(tài)；此外，隨著EMI標準的建立與完善，要求開關(guān)變換器具有較低EMI噪聲，以減少對電網(wǎng)以及周圍環(huán)境的污染。

隨著對開關(guān)電源動態(tài)響應(yīng)速度要求的不斷提高，以線性控制理論為基礎(chǔ)的傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式已越來越難以滿足要求。一些非線性控制技術(shù)，如單周控制[2]、滯環(huán)控制[3,4]、滑?？刂芠5]及脈沖序列控制[6-8]等被應(yīng)用于開關(guān)變換器控制系統(tǒng)的設(shè)計。單周控制對輸入電壓擾動具有良好地抑制能力，但存在負載動態(tài)響應(yīng)速度慢和穩(wěn)態(tài)誤差的缺點；滯環(huán)及滑模控制具有快速地動態(tài)響應(yīng)速度，但它們的工作頻率隨輸入電壓或負載的變化而變化，增加了濾波器的設(shè)計難度；脈沖序列控制實現(xiàn)簡單，負載動態(tài)響應(yīng)速度快，極大地提高了開關(guān)變換器的動態(tài)響應(yīng)速度。

已有研究成果表明，PWM開關(guān)變換器的EMI峰值主要集中在開關(guān)頻率及其倍頻處[9]，采取濾波和屏蔽實現(xiàn)EMI抑制的方法增加了硬件的成本和體積[10]，因此，從產(chǎn)生機理上抑制開關(guān)變換器EMI是最理想的有效途徑，開關(guān)頻率調(diào)制[11]和開關(guān)頻率的混沌控制[12]從機理上很好地降低了EMI噪聲水平。

為了提高開關(guān)變換器的動態(tài)響應(yīng)速度，降低開關(guān)變換器的EMI，本文提出了開關(guān)變換器的電流型雙頻率脈沖序列調(diào)制（bf-ptm）方法。電流型BF-PTM開關(guān)變換器實現(xiàn)簡單，無需誤差放大器及其相應(yīng)的補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計，動態(tài)響應(yīng)速度快，EMI噪聲小，易于實現(xiàn)過電流保護和并聯(lián)均流控制。本文以DCMBuck變換器為例，分析了電流型BF-PTM工作原理及控制策略，進行了穩(wěn)態(tài)分析，建立了小信號模型。仿真及實驗結(jié)果表明，電流型BF-PTM不僅具有快速的動態(tài)響應(yīng)速度，而且利用頻率拓展原理有效地降低了變換器EMI噪聲水平，具有優(yōu)越的控制性能。

2電流型BF-PTM控制原理

電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器如圖1所示。當Buck變換器工作于DCM時，電感電流在開關(guān)管V導(dǎo)通前為零，續(xù)流二極管VD在零電流下關(guān)斷，這種固有的軟開關(guān)特性使得變換器具有較高的工作效率。從圖1可以看出，電流型BF-PTM控制器由比較器、D觸發(fā)器、延時器、窄脈沖觸發(fā)裝置和RS觸發(fā)器組成，其中比較器I與D觸發(fā)器構(gòu)成輸出電壓監(jiān)測電路。當D觸發(fā)器CLK端觸發(fā)脈沖Uc來臨時，其Q端電平與D端保持一致，之后一直保持不變，直到觸發(fā)脈沖Uc再次來臨。當CLK端觸發(fā)脈沖來臨時，若D觸發(fā)器Q端輸出高電平，則表明當前時刻輸出電壓Uo低于參考電壓Uref；反之，若Q端輸出低電平，則表明當前時刻輸出電壓Uo高于參考電壓Uref。

觸發(fā)脈沖Uc來臨的同時，RS觸發(fā)器置位，其Q端輸出高電平，Buck變換器開關(guān)管V導(dǎo)通，電感電流iL線性上升；當電感電流上升到電流限定值ILim時，比較器II輸出端電平翻轉(zhuǎn)置高，RS觸發(fā)器復(fù)位，其Q端輸出低電平，Buck變換器開關(guān)管V關(guān)斷，電感電流線性下降。由于ILim的存在，使得電流型BF-PTM具有自動限流功能，從而可以實現(xiàn)過電流保護。當觸發(fā)脈沖Uc來臨時，若D觸發(fā)器Q端輸出高電平，電流型BF-PTM控制器經(jīng)過TH時間后使窄脈沖觸發(fā)裝置產(chǎn)生觸發(fā)脈沖；反之，若D觸發(fā)器Q端輸出低電平，控制器則經(jīng)過TL（k=TL/TH，k＞1）時間后使窄脈沖觸發(fā)裝置產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，分別為D觸發(fā)器和RS觸發(fā)器提供觸發(fā)時鐘信號和置位信號，進入下一開關(guān)周期。

由以上分析可知，電流型BF-PTM控制器由輸出電壓外環(huán)與電感電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成，輸出電壓外環(huán)決定控制脈沖UP的周期為TH或TL，電感電流內(nèi)環(huán)決定開關(guān)管V的導(dǎo)通時間。電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器工作原理如圖2所示。

圖2中，在t1時刻，觸發(fā)脈沖Uc來臨，開關(guān)管V導(dǎo)通，電感電流iL線性上升，當電感電流上升到ILim時，開關(guān)管V截止，電感電流線性下降到零。由于t1時刻輸出電壓Uo小于參考電壓Uref，D觸發(fā)器Q端輸出高電平，因此當前控制脈沖的周期為TH；而在t2時刻，輸出電壓Uo高于參考電壓Uref，電流型BF-PTM控制器選擇TL作為該控制脈沖的周期。

由圖2及以上分析可知，觸發(fā)脈沖Uc來臨時刻（即控制脈沖UP的開始時刻）輸出電壓與參考電壓間的大小關(guān)系決定了當前控制脈沖周期為TH或TL，控制脈沖UP為兩個不同頻率的脈沖的組合。因此，相對于PWM控制方式，電流型BF-PTM控制開關(guān)變換器的開關(guān)頻率不再單一恒定，控制脈沖頻譜能量被擴展到兩個固定頻率及其諧波上，從而有效降低了EMI峰值，使開關(guān)變換器具有較低的EMI噪聲。

3穩(wěn)態(tài)分析

當電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器穩(wěn)定工作時，由圖2可知在任意開關(guān)周期，電感電流從零上升到電流限定值ILim的時間，即開關(guān)管導(dǎo)通時間為故在任意開關(guān)周期內(nèi)，DCMBuck變換器輸入電流平均值Iin為當開關(guān)周期為TH時，式（2）中T=TH，否則T=TL。由式（1）、式（2）可得任意開關(guān)周期內(nèi)變換器輸入功率Pin1為當電流型BF-PTM控制Buck變換器穩(wěn)定工作時，若干高頻率脈沖周期TH與低頻率脈沖周期TL構(gòu)成一個循環(huán)周期，控制脈沖以循環(huán)周期進行循環(huán)。假定一個循環(huán)周期由H個高頻率脈沖周期TH與L個高頻率脈沖周期TL組成，由此可得電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的平均輸入功率在式（4）中，分別令H和L均為零，可以得到輸入功率的最小值Pin,min和最大值Pin,max式（5）確定了輸入功率的變化范圍。從式（5）可以看出，通過改變ILim、TH和TL的值能夠調(diào)節(jié)電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的輸入功率變化范圍。此外，式（5）同樣確定了電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器理論上（不考慮損耗）的輸出功率調(diào)整范圍。在進行電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器設(shè)計時，輸出功率Po必須滿足否則，若期望輸出功率大于Pin,max，由于輸入功率不足，輸出電壓將低于參考電壓，電流型BF-PTM控制器將一直選擇TH作為控制脈沖周期；同樣，若期望輸出功率小于Pin,min，由于輸入功率過剩，電容儲能，輸出電壓高于參考電壓，控制器將一直選擇TL作為控制脈沖周期。此時，電流型BF-PTM控制失效，Buck變換器輸出電壓失控。

4小信號模型

假定電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器穩(wěn)定工作時，H個高頻率脈沖周期TH和L個低頻率脈沖周期TL構(gòu)成控制脈沖循環(huán)周期（HTH+LTL）。在一個控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)，電感電流平均值為令

式中，Uin、Uo、ILim均為直流穩(wěn)態(tài)量；inu、ou、Limi均為交流小信號擾動量。對式（7）兩端取微分，可得電感電流平均值的小信號擾動量此外，對于Buck變換器有由式（8）、式（9）可以建立電流型BF-PTM控制Buck變換器的小信號模型，如圖3所示。

5仿真結(jié)果

為了驗證開關(guān)變換器電流型BF-PTM方法的控制性能，采用PSIM軟件對電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器進行了仿真研究，仿真電路參數(shù)：Uin=20V，Uo=6V，L=10H，C=1880F，TH=15s，TL=60s，ILim=5.6A，其中輸出電容等效串聯(lián)電阻RESR=20m。

圖4為輸出功率為6W時電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果。從圖中可以看出，此時控制脈沖循環(huán)周期由1個高頻率脈沖周期及1個低頻率脈沖周期構(gòu)成。

圖5為輸出功率為12W時電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果。此時，控制脈沖循環(huán)周期由11個高頻率脈沖周期及1個低頻率脈沖周期構(gòu)成。相對于圖4，隨著負載功率增加，控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)高頻率脈沖周期數(shù)明顯增加，以向變換器輸出端傳遞更多的能量，滿足負載要求。

圖6為負載電流在6.0ms時由1A突變至2A，即輸出功率由6W突變至12W時，分別采用電流型PWM控制和電流型BF-PTM控制的DCMBuck變換器的動態(tài)響應(yīng)速度仿真結(jié)果，其中電流型PWM的開關(guān)周期為15s，誤差放大器采用PI調(diào)節(jié)（比例系數(shù)Kp=5，積分時間TI=0.5s）。從圖6可以看出，面對同樣的負載突變，電流型BF-PTM控制的動態(tài)響應(yīng)速度很快，幾乎沒有調(diào)整時間，動態(tài)響應(yīng)性能明顯優(yōu)于電流型PWM控制。

圖7為負載電流大范圍變化時電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的仿真結(jié)果。對于文中仿真電路參數(shù)，由式（5）可以確定輸出功率變化范圍為（3.7～14.93W），所以在圖7中當負載功率為6W時，輸出電壓穩(wěn)定在期望值6V，而當負載功率分別為20W和零時，BF-PTM控制DCMBuck變換器的輸出功率超出了調(diào)節(jié)范圍，輸出電壓失調(diào)，輸出電壓分別低于和高于期望輸出電壓，這與式（6）理論分析結(jié)果一致。

圖8所示為電流型PWM控制與電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器主功率Mosfet漏源間電壓信號uDS的頻譜圖。從圖中可以看出，采用電流型BF-PTM控制時，uDS頻譜具有更低的諧波峰值，從而產(chǎn)生更低的EMI噪聲，使得變換器更容易滿足相應(yīng)的EMC標準。

6實驗驗證

為了驗證理論分析與仿真結(jié)果的正確性，采用與仿真一致的電路參數(shù)，制作了相應(yīng)的實驗系統(tǒng)進行實驗驗證。圖9所示為不同輸出功率時電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果。在圖9a中，控制脈沖循環(huán)周期由1個高頻率脈沖周期及1個低頻率脈沖周期構(gòu)成。在圖9b中，控制脈沖循環(huán)周期由15個高頻率脈沖周期及1個低頻率脈沖周期構(gòu)成，實驗結(jié)果與仿真結(jié)果給出的控制脈沖循環(huán)周期組成的差別，是由實驗電路的非理想功率變換效率的影響造成的。圖9與圖4、圖5仿真結(jié)果類似，隨著輸出功率的增加，控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)高頻率脈沖數(shù)量也隨之增加，以向輸出端提供更多的功率。圖10為負載突變時電流型PWM控制與電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器的輸出電壓及負載電流實驗波形。從圖中可以看出，當負載瞬間加載或減載時，電流型BF-PTM控制能夠快速調(diào)整輸出電壓，比電流型PWM具有更為優(yōu)越的動態(tài)響應(yīng)性能。圖11所示為電流型PWM控制和電流型BF-PTM控制DCMBuck變換器主功率Mosfet漏源間電壓信號uDS的頻譜圖。從圖中可以看出，采用電流型BF-PTM控制時，DCMBuck變換器uDS頻譜存在較多的邊頻分量，有效降低了諧波峰值，從而產(chǎn)生更低的EMI噪聲，使得變換器更容易滿足相應(yīng)的EMC標準。

7結(jié)論

本文提出了開關(guān)變換器電流型雙頻率控制技術(shù)，該技術(shù)無需誤差放大器及其相應(yīng)的補償網(wǎng)絡(luò)，具有結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)等優(yōu)點。電流型BF-PTM控制采用高、低頻率脈沖對開關(guān)變換器輸出電壓進行調(diào)整，降低了電磁干擾噪聲水平，且隨著電流環(huán)的引入，使得變換器具有自動限流功能，提升了輸入電壓動態(tài)響應(yīng)速度，仿真及實驗結(jié)果驗證了電流型BF-PTM控制的優(yōu)越性。