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1引言

目前，電壓型PWM變換器的電流控制方法主要有滯環(huán)法[1-10]、三角波比較法[11]、周期采樣法[12]和矢量法[13,14]。

三角波比較法的最大優(yōu)點就是它具有固定的開關(guān)頻率，但系統(tǒng)響應(yīng)受其電流反饋穩(wěn)定性的限制。周期采樣法的優(yōu)點是簡單、易于實現(xiàn)，開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換之間的最小時間受到采樣時鐘周期的限制，但開關(guān)頻率并沒有明確限制和固定。矢量法[13-14]的優(yōu)點是它解決了三相電流控制的解耦問題，但其需要交流電壓以及橋臂電感等系統(tǒng)參數(shù)信息，且算法復(fù)雜，不易實現(xiàn)對指令電流的精確跟蹤。

滯環(huán)法的優(yōu)點是簡單、易于實現(xiàn)、響應(yīng)速度快、穩(wěn)定性好，而且不需要系統(tǒng)參數(shù)信息，但該方法開關(guān)頻率不固定，開關(guān)頻率可控性差。由于開關(guān)頻率不固定，例如用于GTO等低頻大功率開關(guān)器件組成的變換器時，會產(chǎn)生頻率較低且頻譜分布較寬的諧波，難以濾除。

文獻(xiàn)[1]提出的恒頻變環(huán)法適用于指令電流變化較小的場合，當(dāng)指令電流變化較大時跟蹤性能下降。文獻(xiàn)[2]提出的變環(huán)定頻電流控制方案，基于鎖相環(huán)（PLL）對開關(guān)信號鎖相，由于鎖相同步不易實現(xiàn)，導(dǎo)致定頻效果不佳。文獻(xiàn)[3-5]對此提出改進(jìn)，采用環(huán)寬估計，實施前饋控制，但當(dāng)電流劇烈變化時估計的環(huán)寬波動較大，跟蹤指令電流精度下降。

文獻(xiàn)[6]為自適應(yīng)滯環(huán)控制，但實際可看作具有上下峰值的雙峰值電流控制方法，其跟蹤指令電流精度低于經(jīng)典滯環(huán)法。文獻(xiàn)[7]提出了利用紋波斜率計算環(huán)寬的方法，其環(huán)寬同時依賴于紋波的上升和下降斜率，但開關(guān)未動作時，兩種斜率不可能同時求得，當(dāng)交流電壓和指令電流變化較快時，跟蹤指令電流精度下降；同時文獻(xiàn)[7]指出由于控制時延，精度也會下降。文獻(xiàn)[8]提出雙滯環(huán)控制，須同時計算上下兩個環(huán)寬，由于上下環(huán)寬不一致，精度下降。文獻(xiàn)[9]所提變環(huán)法只適用于三相三線。文獻(xiàn)[10]提出針對三相三線的平面拋物線環(huán)法，紋波電流限制在多個拋物線組成的平面環(huán)內(nèi)，由于拋物線環(huán)的特點，能保持開關(guān)頻率基本恒定，但該方法不適用于包含多種頻率的指令電流，且其控制方法過于復(fù)雜，產(chǎn)生較大時延。

在分析電壓型PWM變換器補(bǔ)償電流跟蹤特性與變換器直流電容中點電壓和交流電源電壓的關(guān)系的基礎(chǔ)上，本文提出了一種新的變環(huán)寬準(zhǔn)恒頻電流滯環(huán)控制方法，該方法先將指令電流轉(zhuǎn)換為變換器外部電壓，再將該電壓與原交流電壓之和作為新的交流電壓。所提方法應(yīng)用于電壓型PWM變換器電流控制，得到一種改進(jìn)的電流跟蹤法。該方法能使PWM變換器輸出電流精確跟蹤電流指令值并維持開關(guān)頻率基本恒定。

2電壓型PWM變換器交流電壓與指令電流關(guān)系

半橋電壓型PWM變換器如圖1a所示，L為橋臂電感、r為電感內(nèi)阻，Vup、Vdown為直流側(cè)電容電壓、u為交流電壓；其電流跟蹤特性波形如圖1b所示，β1、β2和α分別為上升電流、下降電流和指令電流與時間軸的夾角，定義Kup、Kdown、K分別為上升電流斜率、下降電流斜率和指令電流斜率，則Kup=tan(β1)、Kdown=tan(β2)、K=tan(α)。

開關(guān)周期為T，D為占空比，DT時刻上橋臂開關(guān)導(dǎo)通，下橋臂開關(guān)截止，（1D）T時刻下橋臂開關(guān)導(dǎo)通，上橋臂開關(guān)截止。

設(shè)Vup、Vdown和u隨時間變化，但在開關(guān)周期T內(nèi)，Vdc=Vup+Vdown，電壓u、Vup、Vdown和Vdc不變。

正常工作時，指令電流確定了K，有由于橋臂電流跟蹤指令，則D滿足如下關(guān)系于是可由Kup、Kdown、K確定D，即確定PWM信號。令ΔV=VupVdown，由電感L上電壓電流關(guān)系得綜上所述，電容中點電壓的變化ΔV與外部電壓u不為零時，實際電流可等效為對應(yīng)ΔIref疊加在原指令電流上生成新的指令電流refI′，由理想情況下的變流器跟蹤該新指令電流產(chǎn)生的電流。由圖2a的Iref轉(zhuǎn)化為圖2b的refI′，如圖2所示。

式（10）表明交流電壓可轉(zhuǎn)換為附加指令電流。

反之，附加指令電流也可轉(zhuǎn)化為電壓。令ΔIref=Iref并代入式（10）忽略ΔV，可以得到將指令電流轉(zhuǎn)換為對應(yīng)交流電壓u′的公式

3考慮指令電流的變環(huán)寬準(zhǔn)恒頻電流滯環(huán)控制方法

應(yīng)用于電壓型PWM變換器的變環(huán)寬準(zhǔn)恒頻電流滯環(huán)控制方法，由交流電源電壓u調(diào)節(jié)環(huán)寬，環(huán)寬公式為[1]

但式（12）中未考慮到指令電流對開關(guān)頻率的影響，當(dāng)指令電流變化較大時，開關(guān)頻率會發(fā)生較大變化。根據(jù)本文前面的分析，可將指令電流轉(zhuǎn)化為如式（11）所示的交流電壓u′，將該電壓與原交流電壓u疊加，即為新的交流電壓u′+u，再將u′+u替換式（12）中的u得

4仿真結(jié)果

采用Matlab仿真，單相變換器橋臂拓?fù)湓砣鐖D1a所示。仿真參數(shù)如下：開關(guān)頻率8000Hz；直流側(cè)輸入母線電壓Vdown=Vup=180V；L=0.5mH；r=0Ω。

下面給出了原方法(文獻(xiàn)[1]提出的變環(huán)寬準(zhǔn)恒頻電流滯環(huán)控制方法)和改進(jìn)方法(本文提出的基于指令電流的變環(huán)寬準(zhǔn)恒頻電流滯環(huán)控制方法)在不同條件下進(jìn)行的仿真對比。4.1節(jié)對應(yīng)于指令電流Iref為0，交流電壓u不為0的條件下原方法的仿真；4.2節(jié)對應(yīng)于指令電流變化，交流電壓為0的情況下的仿真對比；4.3節(jié)對應(yīng)于指令電流和交流電壓同時變化的情況下的仿真對比。

4.1指令電流為零

u=130sin(800πt)V，Iref=0A時仿真結(jié)果如圖3所示。圖3a為交流電壓u、指令電流Iref、橋臂電流I、環(huán)寬h、紋波電流Iw和PWM波形圖；圖3b為紋波的傅里葉變換頻譜圖。從圖3中可得，僅電壓變化時，原方法使開關(guān)周期基本固定，電流紋波分布在開關(guān)頻率附近很窄的頻帶內(nèi)。

4.2交流電壓為零

u=0V，Iref=87sin(800πt)A時仿真結(jié)果如圖4所示?？梢娫椒ōh(huán)寬沒有變化，不能使開關(guān)周期基本固定，電流紋波分布在開關(guān)頻率附近比較寬的一個帶寬內(nèi)，如圖4a所示；改進(jìn)方法則能克服這一不足，如圖4b所示。

4.3交流電壓和指令電流都不為零

u=130sin(800πt)V，Iref=87sin(800πt)A仿真結(jié)果如圖5所示。如圖5a所示，指令電流和電壓同時變化的情況下，僅依靠電壓u產(chǎn)生的環(huán)寬不合適，不能使開關(guān)周期基本固定，電流紋波分布在開關(guān)頻率附近很寬的一個帶寬內(nèi)；改進(jìn)方法則能使開關(guān)周期基本固定，如圖5b所示。

5結(jié)論

本文提出了一種指令電流和外部電壓可相互轉(zhuǎn)換的方法。在此基礎(chǔ)上提出了一種基于指令電流的用于電壓型PWM變換器的恒頻滯環(huán)電流跟蹤控制方法。該方法能使PWM變換器輸出電流精確跟蹤電流指令值并維持開關(guān)頻率基本恒定，對濾波器優(yōu)化設(shè)計和體積、重量減小具有重要意義。可廣泛應(yīng)用于各種電壓型PWM變換器，如交直流電機(jī)調(diào)速、高性能整流器、有源電力濾波器（APF）、高性能逆變電源、UPS以及PFC等。